实现强制杂散去相关性,你需要这颗“芯”

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在本文中,我们将回顾以前发布的技术,这些技术通过偏移 LO 频率并以数字方式补偿此偏移,强制杂散信号去相关。然后,我们展示 ADI 的最新收发器产品 ADRV9009,说明其集成的特性如何实现这一功能。最后,我们以测量数据结束全文,证明这种技术的效果。

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已知杂散去相关方法

在相控阵中,用于强制杂散去相关的各种方法问世已有些时日。已知的第一份文献可以追溯到2002年,该文描述了用于确保接收器杂散不相关的一种通用方法。在这种方法中,先以已知方式,,修改从接收器到接收器的信号。然后,接收器的非线性分量使信号失真。在接收器输出端,将刚才在接收器中引入的修改反转。目标信号变得相干或相关,但不会恢复失真项。在测试中实现的修改方法是将每个本振(LO)频率合成器设置为不同的频率,然后在数字处理过程中以数字方式调谐数控振荡器(NCO),以校正修改。

实现杂散去相关的收发器功能

图1所示为ADI公司收发器ADRV9009的功能框图。每个波形发生器或接收器都是用直接变频架构实现的。LO频率可以独立编程到各IC上。数字处理部分包括数字上/下变频,其NCO也可跨IC独立编程。

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接下来,我们将展示一种方法,可以用于在多个收发器上强制杂散去相关。首先,通过编程板载锁相环(PLL)偏移LO的频率。然后,设置NCO的频率,以数字化补偿施加的LO频率偏移。通过调整收发器IC内部的两个特性,进出收发器的数字数据不必在频率上偏移,整个频率转换和寄生去相关功能都内置在收发器IC中。

图2所示为具有代表性的波形发生器阵列功能框图。我们将详细描述波形发生器的方法,展示波形发生器的数据,但该方法同样适用于任何接收器阵列。

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为了从频率角度说明概念,图3展示了一个带有来自直接变频架构的两个发送信号的示例。在这些示例中,射频位于LO的高端。在直接变频架构中,镜像频率和三次谐波出现在LO的相对侧,并显示在LO频率下方。当将不同通道的LO频率设置为相同的频率时,杂散频率也处于相同的频率,如图3a所示。图3b所示为LO2的设置频率高于LO1的情况。数字NCO同等地偏移,使RF信号实现相干增益。镜像和三次谐波失真积处于不同的频率,因此不相关。图3c所示为与图3b相同的配置,只是RF载波添加了调制。

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测量结果

组装了一个基于收发器的8通道射频测试台,用于评估相控阵应用的收发器产品线。评估波形发生器的测试设置如图4所示。在该测试中,将相同的数字数据应用于所有波形发生器。通过调整NCO相位实施跨通道校准,以确保射频信号在8路组合器处同相并且相干地组合。

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接下来,我们将展示测试数据,比较以下两种情况下的杂散性能:

将LO和NCO都设为相同的频率;

偏移LO和NCO的频率。

所使用的收发器在一个双通道器件内共用一个LO(见图1),因此对于8个射频通道来说,共有4个不同的LO频率。

在图5和图6中,收发器NCO和LO都设置为相同的频率。在这种情况下,由镜像、LO泄漏和三次谐波产生的杂散信号都处于相同的频率。图5所示为通过频谱分析仪测得的各发射输出。图6所示为组合输出。在这个特定的测试中,相对于载波以dBc为单位测量的镜像杂散和LO泄漏杂散展现出改善的迹象,但三次谐波没有改善。在测试中,我们发现,三次谐波在各个通道之间始终相关,镜像频率始终不相关,LO频率根据启动条件而变化。这反映在图3a中,其中,我们展示了三次谐波的相干叠加、镜像频率的非相干叠加以及LO泄漏频率的部分相干叠加。

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在图7和图8中,收发器LO全部设为不同的频率,并且同时调整数字NCO的频率和相位,使得信号相干地组合。在这种情况下,由镜像、LO泄漏和三次谐波产生的杂散信号被强制设为不同的频率。图7所示为通过频谱分析仪测得的各发射输出。图8所示为组合输出。在这个测试中,相对于载波以dBc为单位测量的镜像杂散、LO泄漏杂散和三次谐波杂散开始扩散进噪声,将通道组合起来后,每种杂散都展现出改善的迹象。

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当组合非常少量的通道时,比如在本测试中,杂散的相对水平实际上提高了20log(N)。这是由于信号分量相干地组合并以20log(N)递增,而杂散根本没有组合。在实践中,通过组合大通道阵列和更多通道,改善程度有望接近10log(N)。原因有二——

首先,在组合大量信号的情况下,充分扩散杂散以独立考虑每个杂散是不现实的。以1 MHz调制带宽为例。如果规格规定,要在1 MHz带宽内测量杂散辐射,那么最好扩散杂散,使它们相距至少1 MHz。如果无法做到,则每1 MHz的测量带宽都会包括多个杂散分量。由于这些分量将处于不同的频率,所以,它们将不相干地组合,并且在每1 MHz带宽中测得的杂散功率将以10log(N)递增。然而,任一1 MHz测量带宽都不会包含所有杂散,因此在这种情况下,杂散N小于信号N;尽管改进增量为10log(N),但一旦N足够大,使其杂散密度能在测量带宽内容纳多个杂散,则与无杂散信号去相关的系统相比,绝对改善量仍然优于10log(N)——也就是说,改善量将介于10log(N)和20log(N)分贝(或dB)之间。

其次,这个测试是用CW信号完成的,但现实信号会被调制,这将导致它们扩散,使得在组合大量信道的情况下,不可能实现不重叠的杂散信号。这些重叠的杂散信号将是不相关的,并且在重叠区域以10log(N)不相干地递增。

当将不同通道的LO设为相同频率时,需要特别注意LO泄漏分量。当两个信号分支相加时,模拟调制器中LO的不完全消除,这是导致LO泄漏的原因。如果幅度和相位不平衡是随机误差,则剩余LO泄漏分量的相位也将是随机的,并且当将许多不同的收发器的LO泄漏相加时,即使它们的频率完全相同,它们也将以10log(N)不相干地叠加。调制器的镜像分量也应如此,但调制器的三次谐波则不一定这样。在少量通道被相干组合的情况下,LO相位不太可能是完全随机的,因此测得数据中展示了部分去相关的原因。由于信道数量非常多,因此,不同通道的LO相位更接近随机条件,并且预计为不相关叠加。

结论

当LO和NCO的频率偏移时,结果会测得SFDR,其清楚地表明,所产生的杂散全部处于不同频率并且在组合过程中不相关,从而确保在组合通道时SFDR能得到改善。现在,在ADI公司的收发器产品中,LO和NCO频率控制已经成为一种可编程的特性。结果表明,该功能可用于相控阵应用,相比单通道性能,可确保阵列级的SFDR改善。