隔离式低压/大电流输出DC/DC变换器中几种副边整流电路的比较

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开关频率的两倍,满足规定纹波要求的电感量为:Lfw=(13)

③倍流整流拓扑虽然独立电感L1、L2上电压

的频率与开关频率fs相等,但由前面分析可知,拓扑中存在两个独立电感电流的纹波互消作用,而且两电感合成电流的频率为开关频率fs的两倍,在D靠近0.5时,纹波互消作用非常显著,因而可以大大减小所需滤波电感值。满足规定纹波要求的电感量为:L1=L2=··(14)可见,在相同条件下为满足相同的输出电压纹波要求,后两种整流拓扑所需的滤波电感值比前者显著减小,若半波整流输出滤波电感为参照值L,则采用全波整流只需·L,采用倍流整流只需·L,从而减轻了输出滤波电容器的纹波设计压力,减小了电感尺寸。当然这里给出的公式只能作为粗略的对比,并未考虑实际电容器的ESR和ESL的影响。

(2)变压器

假定输出滤波电感很大,可以忽略电感电流纹波,有iL=IO,iL1=iL2=IO/2。①半波整流拓扑在SR1导通的tON时段内,负载电流IO流过变压器副边绕组,在SR2导通的tOFF时段内,变压器副边绕组电流为零。变压器副边电流有效值近似为:ISEC=IO·。②中心抽头全波整流拓扑在SR1、SR2分别导通的tON时段内,负载电流IO分别流过变压器副边中心抽头绕组中的一只绕组;在SR1、SR2一起导通的tOFF时段内,负载电流在两只整流管上平分,中心抽头的两只绕组中,均流过一半的负载电流(IO/2)。变压器副边电流有效值近似为:ISEC=IO·(两个绕组均等于Isec)。③倍流整流拓扑在SR1、SR2分别导通的tON时段内,一半的负载电流(假定IL1=IL2=IO/2)流过变压器副边绕组;在SR1、SR2一起导通的tOFF时段内,负载电流通过两个电感和两个整流管形成放电回路,并不流过变压器副边绕组(变压器绕组中只会流过很小的磁化电流,可忽略),也即在tOFF时段内,可以认为变压器副边绕组电流为零。副边电流有效值近似为:ISEC=IO·。

图8给出三种整流方式中变压器副边电流有效值(基准值为IO)与D的对应关系。可见,在D相等时,倍流整流与半波整流拓扑变压器副边绕组Irms相当。而这两个拓扑变压器副边绕组Irms与全波整流拓扑副边Irms的大小则与占空比D大小有关:当D<0.33时,前者比后者小;D>0.33时,前者比后者大。要注意的是中心抽头全波整流副边为两只绕组,而其它两种整流方式只有一只绕组。

特别需要指出的是,倍流整流拓扑这一电路形式特别适合于应用磁集成技术[8]。一般可采用两种集成思路:两只电感集成在一只磁芯上,以及两只电感和变压器集成在一只磁芯上。在倍流整流拓扑中,虽然由电感电流交错合成后的电流纹波较小,但分别流过分立电感L1、L2上的电流纹波却较大,因此在采用分立电感元件时,对应每只电感的磁通脉动量较大,引起较大的磁芯损耗,影响整机效率;把电感L1、L2集成在一只磁芯上(如EE或EI型),电感绕组分别绕制在两只外腿上,对应的磁通在中心柱上交叠,可以实现磁通脉动量的互消作用,从而大大减小中心柱的磁芯损耗和磁芯体积。对应的示意图如图9所示[9]。

更进一步,可把三个分立磁性元件集成在一只磁芯上[10],如图10所示,同时实现了磁芯和绕组的集成,从而大大减小了磁性元件所占的总体积,简化了布局及封装设计,与半波、全波整流相比,具有显著的优越性。

3.3大电流绕组连接点及布局设计

考虑到几种整流电路应用于大电流输出场合,因此对大电流绕组数和绕组连接点数进行了比较。

(1)半波整流拓扑有2只大电流绕组,4个大电流绕组连接点。

(2)全波整流拓扑有3只大电流绕组,5个大电流绕组连接点(假定中心抽头结构中,副边两只绕组的中间连接在绕组内部完成)。

(3)倍流整流拓扑有3只大电流绕组,6个大电流连接点;考虑两电感和变压器的集成后,只有2只大电流绕组,3个大电流绕组连接点。可见,应用磁集成技术后的倍流整流拓扑与前两个整流拓扑相比,大电流绕组数、大电流绕组连接点数都较少,因此副边的布局大大简化,与布局相关的损耗也得以进一步降低,使得整机封装设计变得容易。

图8三种整流拓扑变压器副边绕组电流有效值对照图

图9两电感集成

(a)两电感磁芯集成示意(b)磁通脉动互消作用示意

图10三个分立磁性元件的集成

3.4同步整流管(低压功率MOSFET)的驱动方式及原边拓扑的考虑

(1)同步整流管的驱动方式

同步整流管的驱动方式一般可分为两类:

——外加控制驱动(ExternalControl):通过附加的逻辑控制和驱动电路,产生出随主变压器副边电压作相应时序变化的驱动信号,驱动同步整流管。这种驱动方式的驱动信号电压幅值恒定,不随副边电压幅值变化,驱动波形好,但需要一套复杂的控制驱动电路,增加了成本,也延长了研发时间。

——自驱动同步整流(Self-drivenSynchronousRectification):即从电路中的某一点,直接获取电压驱动信号,驱动同步整流管,比较常用的是从主变压器的绕组上直接获取驱动电压。这种驱动方案简单、经济、可靠,但驱动波形质量不如外加控制驱动电路理想[11]。

①半波整流拓扑如图2所示连接,可以直接从变压器副边获取电压,驱动SR工作,这在5V及3.3V等标准电压输出的DC/DC变换器中,已经得到广泛的应用。在输出电压更低时,可在主变压器上加绕辅助绕组,获得幅值足够驱动同步整流管的驱动电压。

②全波整流拓扑与倍流整流拓扑因为主变压器副边电压存在较长的为零时段(tOFF),如果采用直接从变压器副边获取电压的自驱动SR方法,在这些tOFF时段,SR1、SR2均关断,电感电流将流过SR1、SR2的体二极管,致使整流部分的功耗增大,失去采用同步整流管的优势。相关文献[6]提出一种混合驱动方式,采用对称半桥倍流整流拓扑,利用电路的寄生参数,使得tOFF时段内SR1、SR2都能导通,虽然不失为一种思路,但无法保证在所有的负载范围内,对应tOFF时段SR1、SR2都能有效开通,而且SR1、SR2的正确开关工作受变压器漏感的影响很大,而在变压器制造中,很难保证漏感的一致性,因此实用价值并不明显。对于这种副边电压存在较大tOFF时段的拓扑,较多的采用外加控制驱动,保证了开关时序的准确性,从而确保了电路工作的可靠性及性能。

(2)原边拓扑的考虑

①半波整流拓扑原边拓扑较多的采用正激电路,因而选择何种磁复位方法非常关键,它将决定主变压器的工作方式[12]。区别于其它磁复位方法,采用图11(a)所示的有源钳位正激电路可使主变压器双向磁化,从而减小主变压器的体积。