一种基于TDAl6846的新型有源功率校正电路设计

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  1 概述

  早期的功率因数校正技术(PFC)主要是靠无源器件电感、电容实现的,称之为无源PFC技术。其方法是,在整流桥后面串接一个较大的电感,以改善滤波电容充电波形和增加电流的连续性,达到提高功率因数的目的。这种无源PFC技术虽然实施简单,但是体积大,很笨重,效果也不理想,功率因数仅可校正至0.85左右[1]。

  近年来,随着微电子技术和电力电子技术的发展,一种以boost变换器为主的有源功率因数校正器(APFC)得到了发展。这种APFC变换器大多工作于连续导电模式(CCM),其工作原理是:采用多数入口乘法器(Multiplier),取样整流后的脉动波形,并和输出电压误差放大器的误差电压相乘,经电流调节环节产生PWM波形,使经过电感的电流按正弦规律变化,从而达到了PFC目的。这种校正方法可使电源的功率因数接近1,因此广泛地应用于电力电子设备中[2]。但是这种APFC技术由于结构较复杂,较适合于较大功率容量的变流设备;而对于大量应用的200 W以下的变流设备,就显得不合适。

  本文推出的以"电荷泵"(Charge Pump)校正原理设计的APFC电路,由于结构简单、制作方便,适合于较小容量的电子设备,有广阔的应用前景。

  2 电荷泵功率因数校正技术

  2.1 原理简介

  在普通的容性负载整流电路中,电流仅出现在正弦电压的峰值附近,如图1(a)所示。图中,Vm表示输入交流电压波形,Im表示电流波形。其工作原理是:当整流后的正弦电压小于滤波电容两端电压时,整流二极管不导通,亦无电流流入。只有整流后的电压大于滤波电容上的电压时才有电流。所以在输入电路中,给电容充电的电流不连续,从而使其相位与电压不一致,造成功率因数下降。如果采取某些措施,使整流后电压在低于滤波电容上的电压时也有电流流入,而且电流的变化规律和输入电压波形一致,就可提高其功率因数,电荷泵电路就具有上述功能;Imp表示经电荷泵电路后的电流波形。

  电荷泵电路的特点就是能使电流由低电势流向高电势,并保持正弦波形状,其工作原理如图1(b)所示。图中V1表示经整流后的输入电压,V2表示滤波电容C2上的电压,V3为辅助电压。在该电路中即使V1<V2,只要V3的峰峰值大于V2一V1,就会有电流连续地向V2充电。其工作过程是:当V3脉冲电压下降接近零电平时,D处电势也下降。这样D1导通,D2截止,电流通过D1流入C3,给C3充电,电荷蓄积在C3上。当V3脉冲电压上升时,D点电位亦上升,VD=V3+VC3。由于VC3△V1,V3>V2一V1,从而使VD>V2。这样D1被截止,D2导通,C3通过D2放电,电流流向V2,实现了较低电压V1间接流向V2的目的。实际上通过这种电路使V1完成了给C2充电的过程。

  在电荷泵电路中,每次传送的电量为:

  Q=[V3一(V2一V1)]C3=(V3+V1一V2)C3 (1)

  如果V3的频率为f3,则传送的电流(即输入电流)I1为:

  I1=(V3+V1一V2)C2f3 (2)

  上式中,V3是V2经开关变压器和二极管产生的(参见图4)。在不考虑变压器初级电阻和二极管正向压降的情况下,V2=V3。因此,式(2)可以变形为:

  I1=VlC3f3=k·V1 (3)

  由式(3)可见,这时输入电流随输入电压V1的正弦包络变化,从而达到了功率因数校正的目的。

  图2给出了实际应用结构图。该图中的电容C,整流桥BR和二极管D分别代替了图1(b)中的C3,D1和D2。从结构上讲,该图是一个标准的开关电源电路。图中的电感L,快恢复二极管D和电容C既完成了电荷泵的功能,也构成了一个能吸收由开关管T在开关过程中激起的尖峰电压的缓冲电路。图中,电荷泵是插入在BR,滤波电容Cp的正端和开关管T的漏极之间,如图中虚线框内所示。当开关管T导通时,输入电压Vin经BR整流后的电压Vinr给C充电。当T关断时,C经过D给Cp充电,从而完成"泵电"的过程。为了防止形成瞬时尖峰脉冲,串接了电感L。

  下面简述该电路吸收尖峰干扰脉冲的原理。变压器的初级电感Lp,C和快恢复二极管D构成了一个交流闭环回路。当开关管关闭后,变压器中储存的能量开始释放。由于交流闭环的存在,变压器能量释放形成的浪涌电流被旁路,并形成一个衰减振荡。由于该振荡的耗能作用,使得其振幅和频率降低到电路可靠工作所能容许的程度。利用电荷泵电路完成缓冲功能的好处是既节省了电子元件;又使吸收过程中能量损耗极小,从而也提高了电源系统的效率。

  这种APFC电路的突出优点就是结构简单,通过对常规缓冲电路进行合理调整,可以很容易变成具有PFC功能的高性能开关电源。由于电荷泵中的电容C提供了一个高频通路,因此其效能可通过载波频率而确定;也就是说,输入电路的电流波形的相位可通过改变载波频率来校正。

  2.2 波形分析

  下面用图3波形对PFC电荷泵电路进行分析,图中的电压、电流波形都是以输入交流电压为230 V测定的。

  设在t0时刻功率管T导通,其漏极电压Vt由约600 V电平降至O V,由于电感的作用,变压器初级电流Ip同时开始逐步上升。同时由于Vt电压的下跳,通过电容器C传至L,D的连接处P(参见图2),使该点电压Vp由400 V下跌至一200 V左右。由于Vp变负,使与该点连接的电感线圈中的电流IL开始增加。该电流对电容C充电,并使Vp电压开始爬升。在t1时刻,经由变压器TR初级电感Lp和电感L的充电过程结束,并由控制电路使功率管关闭。这时电压Vt和与Vt相关的Vp再次升高,直至Vp的电压等于电容器Cp上的电压Vcp为止。尽管Vt由于Lt释放能量的原因继续爬升,由于D的箝位作用,使Vp维持电容器Cp电压Vcp之值(约400 V)不变。与此同时,原来给电容器C充电的IL通过二极管D流向电容器Cp,使留在L里的能量转移到了Cp。这样,使电流从输入电压瞬时值较低端向电容器Cp的高电压Vcp流动。

  在t1时刻之后,由于D的续流作用,使初级电流Ip沿着Lp,C,D方向继续流动,直至次级二极管导通,变压器开始向次级放电为止(t2时刻)。在此期间,由于Ip的存在,使Vt继续攀升,直至Ip等于零的瞬间,Vt稳定在600 V。在整个的放电区间(t2~t3),IL逐步减少,但Vp维持原电压不变。

  在功率管导通的t0~t1间隔内,是电感线圈L储能的时间,该时间间隔△T越大,L中储存的能量越多,电流的值亦愈大。控制△T的因素有2个:一是次级负载,他和△T成正比关系;2是输入回路的电压值,成反比关系,也就是说输入电压越低,△T的值越大。在△T期间"电荷泵"中电容器C的充电电流Ic也逐步增加,流向和图2所标的方向相反,构成功率管漏极电流的一部分,如图3所示。

  由于功率管的开关周期远远小于主回路输入电压整流的包络周期(10 ms),因此Cp的充电间隔△T很小。即使输入电压Vin过零,对VCP影响很小。因此与一般直接对Vin整流后滤波相比,交流纹波小得多,使得在相同功率下,滤波电容明显减小。

  当主回路输入电压接近其包络峰值时,在功率管导通时间间隔t3~t5内的t4时刻,由于充电电压的升高,Vp已经达到其最大值,IC在此时刻停止流动,使It瞬时下跳,其值约等于IC的上跳值,参见图3所示。此时由于电感电流IL的作用使二极管D导通,IL直接给CP充电。在t4~t5期间,由于LP的作用,It再次继续上升;由于没有IC的反向分流作用,It上升斜率略低于t3~t4时刻。在t5时刻,功率管关闭,其后波形变化规律同于t2时刻。这一变化规律与前者不同之处有2点:

  (1)It出现2次峰值,t4时刻峰值电流为It(t4)=Ip(t4)一IC(t4)>IP(t4),式中I4(t4)为负值(见图3),另一个峰值为IL(t5)=IP(t5)。

  (2)在此期间,IL不再每个周期归零,即进入阶段性连续电流状态,这种状态只有在Vin幅度较大时发生。

  值得一提的是,该电路中的电感线圈L即使饱和,也不会形成大的充电电流,这主要是由于电容器C对充电电流有限制作用的原因,而且VCP一般都高于输入电压Vin峰值,有效地限制了整流桥的冲激电流,从而也提高了电路的可靠性。

  3 电路设计

  图4给出了一个实际电路。该电路使用Infineon公司最新推出的TDAl6846芯片。设计的电源电路具有"电荷泵"完成的APFC功能,其工作原理同于前述。电路输入电压在220 V±15%范围,功率可在300 W以下,具有待机省电功能,可广泛地应用于彩电、监视器等设备的开关电源。该电路在设计方面具有如下优点:

  (1)无需专门的启动电路

  TDA16846的起动过程特殊,他没有单独的启动电路,而是通过芯片内部与二脚相连的启动二极管来启动。其电路图如图5所示。

  刚接通电源时,芯片14脚电位低于启动电压,芯片不工作,电路亦不工作。此时,主回路电压通过R2,芯片2脚及内部二极管D1对C14充电。当V14达到启动电压时,使内部SVC电路供电,芯片启动,电路开始工作,辅助电源绕组通过D8开始供电,完成启动过程。所以他不需要附加启动电阻,结构简单,而且降低了能耗。

  (2)功率管不需要串接电流检测电阻RS在由TDA16846组成的开关电源电路中并没有直接的电流检测电路,但该芯片可以实时检测电流。他是通过2脚的电阻R2和电容C2来实现的,参见图5所示。

  当功率管关断时(有某些电路保护而带来的关断除外),2脚的电压被限制在1.5 V上,功率管导通时主线电压通过R2对C2充电。当电压超过允许值时功率管被关断,随后该脚电压又被限制在l.5 V上。由于C2充电时间与三极管的导通时间一致,所以C2上所充得的电压V2就与三极管的电流有对应关系。其关系满足[3]:

  其中:LP,IP参见图2所示。

  由于V2可达的最大值为5 V,所以由式(4)可求得功率管所达到的最大电流为:

  从而可省去电流检测电阻RS,利用式(5)还可以计算出所能达到的最大功率。

  4 实验与结论

  根据科研需要,设计了如图4的高功率因数电源,输出功率为300 w,两组输出电压分别为30 V(8 A)和12 V(5 A)。输入、输出相互隔离,所使用元器件及其具体参数如图4所示。由于采用了电荷泵APFC校正电路,功率因数可达O.95左右,实测波形如图6所示。

  图中曲线a表示输入交流电压波形(每格100 V),曲线b表示其电流波形(每格2 A)。通过对两者比较可以明显看出,由于电荷泵的作用,电流波形基本和输入电压波形一致。因此,采用电荷泵的方法所设计的开关电源,可以简单而有效地实现APFC功能,具有很大的实用价值。