用于Class D音频功放中的振荡器设计

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        近年来, D类音频功率放大器凭借其效率高,功耗低等优点, 已成为MP3、移动电话等便携式音频系统的首选解决方案。而振荡器是D类音频放大器的重要组成部分, 振荡器对放大器的音质、芯片效率、电磁干扰等指标有着重要的影响。为此, 本文设计了一种应用于D类功放的电流控制振荡器电路。该模块基于电流模式, 主要实现两个功能: 一是提供幅度与电源电压成正比的三角波信号; 二是提供频率几乎与电源电压无关的方波信号, 该方波信号的占空比为50%。

  1 电流模式振荡器原理

  振荡器的工作原理是通过MOS开关管来控制电流源对电容的充放电以产生三角波信号。传统的基于电流模式的振荡器结构框图如图1所示。

图1 电流控制振荡器的原理结构

  图1中, R1、R2、R3、R4通过对电源电压的分压来产生阈值电压VH、VL和参考电压Vref。参考电压再通过放大器OPA与MN1构成的LDO结构来产生与电源电压成正比的参考电流Iref。因此有:


 

  本系统中的MP1、MP2、MP3可构成镜像电流源, 以产生充电电流IB1。而MP1、MP2、MN2、MN3组成的镜像电流源则产生放电电流IB2。假设MP1、MP2、MP3宽长比相等, MN2、MN3的宽长比相等。则有:


 

  振荡器工作时, 在充电阶段t1时, CLK=1,MP3管以恒定电流IB1对电容充电, 此后A点电压线性上升, 当A点电压大于VH时, cmp1输出端电压翻转为零。逻辑控制模块主要由RS触发器组成, 当cmp1输出为0时, 输出端CLK翻转为低电平, CLK为高电平。振荡器进入放电阶段t2, 此时电容C开始以恒定电流IB2放电, 使A点的电压下降。当电压下降到小于VL时, cmp2的输出电压变为0。RS触发器翻转, CLK变为高电平, CLK变为低电平, 从而完成一个周期的充放电过程。由于IB1和IB2相等, 所以, 电容的充电和放电时间相等, A点三角波的上升沿斜率与下降沿斜率的绝对值相等, 因此, CLK信号为占空比50%的方波信号。

  该振荡器的输出频率与电源电压无关, 而三角波的幅度则与电源电压成正比。

  2 振荡器电路的实现

  本文设计的振荡器电路实现如图2所示。该电路分为阈值电压产生电路, 充放电电流产生电路和逻辑控制电路三个部分。

图2 振荡器的具体实现电路

  2.1 阈值电压产生部

  阈值电压产生部分可由MN1和四个阻值相等的分压电阻R1、R2、R3和R4来构成。MOS管MN1在此作为开关管。无音频信号输入时, 芯片将CTRL端置为低电平, VH、VL均为0V, 振荡器停止工作, 以降低芯片的静态功耗。有信号输入时, CTRL为低电平, VH=3Vdd/4, VL=Vdd/4。由于比较器工作的高频状态下, 如果B点和C点直接与比较器输入端相连, 则可能会通过MOS管的寄生电容对阈值电压产生电磁干扰。故本电路将B点和C点与缓冲器相连。电路仿真表明, 使用缓冲器可以有效隔离电磁干扰, 稳定阈值电压。

  2.2 充放电电流的产生

  与电源电压成正比的电流可由OPA、MN2和R5产生。由于OPA的增益很高, 因此, Vref与V5之间的电压差可以忽略不计。

  由于存在沟道调制效应, MP11和MN10的电流会受到源漏电压的影响, 因此, 对电容的充放电电流不再与电源电压呈线性关系。本设计中,电流镜采用cascode结构可以稳定MP11和MN10的源漏电压, 降低对电源电压的敏感程度。从交流角度看, cascode结构提高了电流源(层) 的输出电阻, 减小了输出( 入) 电流的误差。MN3、MN4、MP5 用于为MP12 提供偏置电压。MP8、MP10、MN6则可为MN9提供偏置电压。

  2.3 逻辑控制部分

  触发器的输出CLK和CLK为相位相反的方波信号, 可用来控制MP13、MN11与MP14、MN12的开启和关断。MP14和MN11作为开关管, 其作用相当于图1中的SW1和SW2。MN12和MP13作为辅助管, 其主要作用是减小充放电电流的毛刺,消除三角波的尖冲现象。尖冲现象主要是由于MOS管状态转换时的沟道电荷注入效应所引起的。

  假设去除MN12和MP13, CLK从0跳变到1时,MP14由导通到关闭状态, 同时迫使MP11和MP12组成的电流源瞬间内从饱和区进入深线性区, 并使MP11、MP12、MP13的沟道电荷在极短的时间内抽出, 而这将引起很大的毛刺电流, 从而使A点出现尖冲电压。与此同时, MN11由关断状态跳转到导通状态, MN10和MN9组成的电流层从深线性区转到饱和区, 这三个管子的沟道电容短时间内充电, 同样会引起大的毛刺电流和尖冲电压。同样, 若去除辅助管MN12, 那么, CLK跳变时, MN11、MN10、MN9也会产生大的毛刺电流与尖冲电压。

  虽然MP13与MP14宽长比相同, 但栅极电平相反, 因此, MP13与MP14交替导通。MP13对消除尖冲电压主要起两个作用。一是保证MP11、MP12在整个周期内都工作在饱和区, 以保证电流的连续性, 避免由电流镜所引起的尖冲电压;二是使MP13、MP14构成互补管。这样, 在CLK电压变化瞬间, 一个管子的沟道电容充电, 同时另外一个管子的沟道电容放电, 正负电荷相互抵消, 从而大大减小毛刺电流。同理, MN12的引入也会起到相同的作用。

  2.4 修调技术的应用

  在不同的晶片之间, 不同批次的MOS管的参数会有所不同。在不同的工艺角下, MOS管的氧化层厚度to也会有差别, 相应的Cox也会随之变化, 从而引起充放电电流大小发生偏移, 使振荡器的输出频率发生变化。在集成电路设计中, 修调技术主要是针对电阻、电阻网络(或电容网络)进行修调。采用不同的修调技术可增大或减小阻值(或容值), 从而设计不同的电阻网络(或电容网络)。

  充 放电电流IB1和IB2主要由电流Iref决定。而Iref=Vdd/2R5。因此, 本设计选择对电阻R5进行修调,修调网络如图3所示, 图中, 所有电阻阻值均相等。本设计中, 电阻R5的阻值为45kΩ。R5由十个阻值为4.5kΩ的小电阻串联。将A、B两点之间的金属丝熔断可将R5的阻值提高2.5%, 而将B,C之间的金属丝熔断可将电阻提高1.25%, 将A、B和B、C之间的熔丝都熔断, 则可将阻值提高3.75%。这种修调技术的缺点是只能将电阻值调大, 而不能调小。

图3 电阻修调网络结构

  3 仿真结果分析

  本设计可在CSMC公司的0.5μmCMOS工艺上实现, 并可利用Spectre工具对振荡器进行仿真。

  3.1 互补开关管对三角波的改善

  图4所示是互补开关管对三角波的改善示意图。由图4可见, 本设计中MP13和MN12的波形在斜率变化时没有明显的尖峰, 而且在添加辅助管后, 其波形尖冲现象基本消失。

图4 互补开关管对三角波的改善波形

  3.2 电源电压和温度的影响

  图5所示是电压和温度对频率的影响曲线。

  从图5可以看出, 电源电压从3V变化到5V时, 其振荡器的频率变化为1.86%; 当温度从-40℃变化到120℃时, 振荡器频率变化了1.93%。可见在温度和电源电压变化范围很大时, 该振荡器的输出频率仍可保持稳定, 故可保证芯片的正常工作。

图5 电压和温度对频率的影响曲线

  4 结束语

  本文设计了一种应用于D类音频功放的电流控制振荡器。在典型情况下, 该振荡器可以输出频率为250kHz的方波和三角波信号。而且在温度和电源电压变化范围较大时, 振荡器的输出频率仍然可以保持稳定。此外, 通过增加互补开关管, 还可以去除尖冲电压。而通过引入电阻网络修调技术, 则可在有工艺偏差情况下得到精确的输出频率。目前, 该振荡器已经应用于一款D类音频放大器中。